Klasse D audioforstærkere: Hvad, hvorfor, og hvordan
Klasse D amplif IERS, f ørste foreslog i 1958, er blevet stadig mere populært i de senere år. Hvad er klasse D forstærkere? Hvordan de kan sammenlignes med andre former for forstærkere? Hvorfor er klasse D af interesse for lyd? Hvad der er behov for at gøre en "god" audio Klasse D forstærker? Hvad er kendetegnene for ADI er klasse D-forstærker produkter? Find svarene på alle disse spørgsmål i de følgende sider.
Audio Amplifier Baggrund Målet med audio forstærkere er at gengive input lydsignaler ved lyd-producerende output elementer, med ønsket volumen og magt niveauer-trofast, effektivt og ved lav forvrængning. Lydfrekvenser spænder fra omkring 20 Hz til 20 kHz, så forstærkeren skal have god frekvensgang i dette område (mindre ved kørsel en båndbegrænset højttaler, såsom en bas eller en tweeter).
Power kapaciteter varierer meget afhængig af anvendelsen fra milliwatt i hovedtelefoner, et par watt i tv-eller pc-lyd, til et tocifret antal watt for "mini" hjem stereoanlæg og automotive audio, til hundredvis af watt og videre til mere kraftfulde hjem og kommercielle lydsystemer-og udfylde teatre eller auditorier med lyd.
En ligetil analog implementering af en audio-forstærker bruger transistorer i lineær tilstand for at skabe en udgangsspænding, der er en skaleret kopi af indgangsspænding. Den forreste spænding gevinst er som regel høj (mindst 40 dB). Hvis fremad gevinst er en del af en feedback-sløjfe, vil den samlede loop gevinst også være høj. Feedback er ofte brugt, fordi høje sløjfeforstærkning forbedrer performance-undertrykke forvrængning forårsaget af ulineariteter i fremad-vejen og reducerer strømforsyning støj ved at øge strømforsyning afvisning (PSR).
Den klasse D-forstærker Advantage I en konventionel transistor forstærker, output fase indeholder transistorer, der leverer den øjeblikkelige kontinuerlige udgangsstrøm. De mange mulige implementeringer for audio-systemer omfatter klasse A, AB og B. Sammenlignet med klasse D design, output-trins effekttab er stor i selv de mest effektive lineære udgangstrin. Denne forskel giver klasse D betydelige fordele i mange anvendelser, fordi den lavere effekttab producerer mindre varme, sparer kredsløb plads og omkostninger, og batteriets levetid forlænges i bærbare systemer.
Lineære forstærkere, klasse D forstærkere, og effekttab Linear-forstærker output faser er direkte forbundet til højttaleren (i nogle tilfælde via kondensatorer). Hvis bipolære transistorer (BJT'ere) anvendes i udgangstrinnet, de generelt opererer i linear mode, med store kollektor-emitter spændinger.
Sluttrinnet kan også gennemføres med MOS transistorer, som vist i figur 1..
Power spredes i alle lineære udgangstrin, fordi processen med at generere VOUT uundgåeligt medfører nonzero IDS og VDS i mindst én udgang transistor. Mængden af effekttab stærkt afhænger af den anvendte metode til bias
udgangstransistorerne.
Klasse A topologi bruger en af de transistorer som en DC strømkilde, stand til at levere den maksimale lyd kræves strøm
af taleren. God lydkvalitet er muligt med klasse A udgangstrin, men effekttab er for stor, fordi en stor dc bias strøm normalt flyder i output-trins transistorer (hvor vi ikke ønsker det), uden at blive leveret til højttaleren (hvor vi gør ønsker det).
Klasse B topologi eliminerer DC bias strøm og afleder væsentligt mindre strøm. Dens output transistorer styres individuelt i en push-pull måde, så MH-enhed til at levere positive strømme til højttaleren, og ML at synke negative strømninger. Dette reducerer output fase effekttab, med kun signal strøm ledes gennem transistorer.
Klasse B kredsløb har ringere lydkvalitet, men på grund af ikke-lineær opførsel (crossover forvrængning), når output strøm passerer gennem 0 og transistorer ændrer mellem tændt og slukket vilkår.
Class AB, en hybrid kompromis i klasse A og B, bruger nogle DC bias strøm, men meget mindre end en ren klasse A design.
Den lille DC bias strøm er tilstrækkelig til at forhindre crossover forvrængning, så god lydkvalitet. Effekttab, skønt mellem klasse A og klasse B-grænser, er typisk tættere på klasse B. Nogle kontrol, der svarer til klasse B-kredsløb, der er nødvendig for at gøre det muligt for klasse AB kredsløb at levere eller synke store output strømme.
Desværre, selv en veltilrettelagt klasse AB forstærker har betydelig effekttab, fordi dens mellemtone udgangsspændinger er generelt langt fra enten positive eller negative forsyning skinner. Den store drain-source spænding falder dermed producere
signifikant IDS 3 VDS øjeblikkelig effekttab.
Takket være en anden topologi (figur 2), klasse D forstærker forsvinder meget mindre strøm end nogen af de ovennævnte. Dens sluttrinstransistorerne skifter mellem de positive og negative strømforsyninger således at producere et tog af spændingsimpulser. Denne bølgeform er godartet for effekttab, fordi produktionen transistorer har nul strøm, når den ikke skifter, og har lav VDS, når de lede strøm, og dermed give mindre IDS 3. VDS.
Da de fleste audiosignaler ikke impulstog, skal en modulator medtages for at konvertere lydinput i pulser. Hyppigheden Indholdet af pulser omfatter både det ønskede lydsignal og betydelige højfrekvente energi relateret til gradueringen processen. En lavpasfilter indsættes ofte mellem udgangstrinnet og taleren at minimere elektromagnetisk interferens (EMI) og undgå at køre taleren med for meget høj frekvens energi.
Filteret (Figur 3) skal være lossless (eller næsten) for at bevare power-spredning fordel af den koblingsudgangstrinnet. Filteret anvender normalt kondensatorer og spoler, med den eneste forsætligt dissipative element er højttaleren.
Figur 4 sammenligner ideal output-stage effekttab (PDISS) for klasse A og klasse B forstærkere med målte dissipation for AD1994 klasse D forstærker, plottet mod strømmen leveret til højttaler (PLOAD), da en audio-frekvens sinusbølge signal.
Den effekt numre er normaliseret til effekt, PLOAD max, hvor sinus er klippet nok til at forårsage 10% total harmonisk
forvrængning (THD). Den lodrette linje angiver PLOAD hvor klipning begynder.
Signifikante forskelle i effekttab er synlige for en bred vifte af byrder, især ved høje og moderate værdier. Ved starten af klipning, er spredning i klasse D udgangstrin omkring 2,5 gange mindre end klasse B, og 27 gange mindre end klasse A. Bemærk, at mere strøm der forbruges i klasse A udgangstrin, end der er leveret til højttaleren-a Konsekvensen af store DC bias strøm. Output-trins strømeffektivitet, Eff, er defineret som
Ved starten af klipning, Eff = 25% for klasse A forstærker, 78,5% for Klasse B forstærker, og 90% for Klasse D forstærker (se figur 5). Disse best case-værdier for klasse A-og B er dem ofte citeret i lærebøgerne.
Forskellene i effekttab og effektivitet udvide ved moderate effektniveauer. Dette er vigtigt for lyd, fordi langsigtede gennemsnitlige niveau for højt musik er meget lavere (med faktorer på fem til 20, afhængigt af typen af musik) end de øjeblikkelige topniveauer, som nærmer PLOAD max. Således audio forstærkere, [PLOAD = 0.1 3 PLOAD max] er en rimelig gennemsnitlig effekt på hvilket niveau at evaluere PDISS. På dette niveau er klasse D output-stage dissipation ni gange mindre end klasse B, og 107 gange mindre end klasse A. For en audio-forstærker med 10-W PLOAD max, en gennemsnitlig PLOAD på 1 W kan betragtes som en realistisk lytteoplevelse niveau. Under denne betingelse er 282 mW spredes inde i klasse D udgangstrin, vs 2,53 W for klasse B og 30,2 W for klasse A. I dette tilfælde er klasse D effektivitet reduceret til 78%-fra 90% ved højere magt. Men selv 78% er meget bedre end klasse B og klasse A effektivitetsgevinster-28% og 3%, hhv.
Disse forskelle har vigtige konsekvenser for systemets design. For magt niveauer over 1 W, kræver overdreven spredning af lineære udgangstrin betydelige køling foranstaltninger for at undgå en uacceptabel opvarmning-typisk ved hjælp af store plader af metal som varme dræn, eller fans at blæse luft over forstærkeren. Hvis forstærkeren er implementeret som et integreret kredsløb, kan en pladskrævende og dyre termisk forbedrede pakke nødvendig for at lette varmeoverførsel. Disse overvejelser er belastende i forbrugerprodukter såsom fladskærms-tv, hvor pladsen er en præmie-eller bilindustrien lyd, hvor tendensen er mod proppe højere kanaltællinger til en fast plads. For magt niveauer under 1 W, kan spildt magt være mere af en vanskelighed end varmeudvikling. Hvis strøm fra et batteri, vil en lineær sluttrin dræne batteriet hurtigere end en klasse D design. I ovenstående eksempel, forbruger klasse D udgangstrin 2,8 gange mindre forsyning strøm end klasse B og 23,6 gange mindre end klasse A-hvilket resulterer i en stor forskel i livet for batterier, der anvendes i produkter som mobiltelefoner, PDA'er og MP3-afspillere.
For enkelhedens skyld hidtil analysen har fokuseret udelukkende på forstærkerens udgangstrin. Men når alle kilder effekttab i forstærkeren systemet tages i betragtning, kan lineære forstærkere sammenligne mere positivt til klasse D forstærkere ved lave output-effekt niveauer. Årsagen er, at den effekt, der kræves for at generere og modulere skifte bølgeform kan være signifikant på lave niveauer. Således kan hele systemet hvilestrøm spredning af veldesignede lav til moderat effekt klasse AB forstærkere gør dem konkurrencedygtige med klasse D forstærkere. Klasse D effekttab er utvivlsomt bedre til de højere udgangseffekt intervaller, selv om.
Klasse D-forstærker Terminologi og Differential vs single-ended versioner Figur 3 viser en differentieret gennemførelse af output transistorer og LC filter i en klasse D forstærker. Dette H-bro har to halv-bro omskifterkredsløb, der leverer impulser af modsat polaritet til filteret, som omfatter to spoler, to kondensatorer, og højttaleren. Hver halv-bro indeholder to output transistorer-en høj-side transistor (MH) forbundet til den positive strømforsyning og en lav-side transistor (ML) forbundet til den negative forsyning. Diagrammerne her viser en høj-side PMOS transistorer. High-side NMOS transistorer bruges ofte til at reducere størrelse og kapacitet, men særlige gate-drev teknikker er forpligtet til at kontrollere dem (Yderligere læsning 1).
Fuld H-bro kredsløb generelt køre fra en enkelt levering (VDD) med jorden bruges til den negative forsyning terminal (VSS). For en
givet VDD og VSS, betyder forskellen karakter af broen at det kan levere dobbelt udgangssignal og fire gange udgangseffekten af single-ended implementeringer. Half-bro kredsløb kan drives fra bipolar strømforsyninger eller en enkelt ydelse, men single-supply udgave pålægger en potentielt skadelig DC bias spænding, VDD / 2, på tværs af højttaleren, medmindre en blokerende kondensator er tilføjet.
Forsyningsspændingen busser af halv-bro kredsløb kan "pumpes" over deres nominelle værdier af store spole strømme fra LC filter. DV / dt af pumpe forbigående kan begrænses ved at tilsætte store afkobling kondensatorer mellem VDD og VSS. Fuld-bro kredsløb ikke lider bus pumpning, fordi inductor strøm i en af de halv-broer strømmer ud af den anden, hvilket skaber en lokal strømsløjfe der minimalt forstyrrer strømforsyninger.
Faktorer i Audio klasse D-forstærker Design
Den lavere effekttab giver en stærk motivation til at bruge Class D for lydprogrammer, men der er vigtige udfordringer for designeren. Heriblandt:
• Valg af output transistor størrelse
• Output-trins beskyttelse
• Lydkvaliteten
• Modulation teknik
• EMI
• LC-filter design
• System omkostninger
Valg af Output Transistor Size
Output transistor størrelse er valgt til at optimere effekttab over et bredt område af signalforhold. Sikring af, at VDS forbliver
små, når ledende store IDS kræver om resistens (RON) output transistorer til at være små (typisk 0,1 V til 0,2 V). Men det kræver store transistorer med betydelig gate kapacitans (CG).
Gate-drev kredsløb, der skifter kapacitans forbruger power-CV 2f hvor C er kapacitansen, V er den spænding forandring
under opladning, og f er at skifte frekvens. Denne "switching loss" bliver for stor, hvis kapacitans eller frekvensen er for høj, så praktisk øvre grænser eksisterer. Valget af transistor størrelse er derfor et trade-off mellem at minimere IDS 3 VDS tab i
overledning vs minimere skifte tab. Ledende tab vil dominere effekttab og effektiviteten på høj udgangseffekt niveauer mens dissipation er domineret af skifte tab ved lave output niveauer. Power transistor producenter forsøger at minimere RON 3. CG produkt af deres enheder for at reducere den samlede effekttab i at skifte programmer og at give fleksibilitet
valget af skifte frekvens.
Beskyttelse af Output Stage
Sluttrinnet skal beskyttes mod en række potentielt farlige betingelser:
Overophedning: Klasse D's output-trin effekttab, men lavere end lineære forstærkere, kan stadig nå niveauer, der bringer udgangstransistorerne om forstærkeren er tvunget til at levere meget høj effekt i lang tid. For at beskytte mod farlig
overophedning, temperatur-overvågnings-kredsløb er nødvendig.
I simple sikringsordninger, er sluttrinnet slukke, når dens temperatur, målt ved en on-chip sensor, overstiger en thermalshutdown sikkerhedsgrænse, og holdes slukket, indtil den er afkølet. Sensoren kan give yderligere temperatur oplysninger, bortset fra den simple binære indikation om, hvorvidt temperaturen har overskredet lukning tærskel. Ved at måle temperatur, kan kontrollen kredsløb gradvist at reducere lydstyrken, reducere effekttab og holde temperaturen godt inden
grænser-i stedet for at tvinge mærkbare perioder med stilhed under termisk shutdown begivenheder.
Overdreven strøm i udgangstransistorerne: Den lave om resistens af output transistorer er ikke et problem, hvis produktionen scenen og højttaler terminaler er tilsluttet korrekt, men enorme strømme kan opstå, hvis disse knudepunkter er uforvarende kortsluttes til hinanden eller til de positive eller negative strømforsyninger. Hvis ukontrolleret, kan sådanne strømme beskadige transistorer eller omkringliggende kredsløb. Derfor er løbende sensing outputtransistor beskyttelseskredsløb nødvendig. I simple sikringsordninger, er sluttrinnet slukke, hvis udgangsstrømmene overstiger en sikkerhedsgrænse. I mere sofistikerede ordninger er de løbende sensoroutputtet fodret tilbage i forstærkeren-søger at begrænse udgangsstrømmen til en maksimal sikkert niveau, samtidig med at forstærkeren til at køre kontinuerligt uden at lukke ned. I disse ordninger, kan nedlukning blive tvunget som en sidste udvej, hvis den forsøgte at begrænse viser ineffektiv. Effektiv strømbegrænsere kan også holde forstærkeren kører sikkert i nærvær af momentant store transiente strømme grund højttaler resonanser.
Underspænding: De fleste koblingsudgangstrinnet kredsløb fungerer godt, hvis de positive strømforsyning spændinger er høje nok. Problemer opstå, hvis der er en underspænding tilstand, hvor leverancerne er for lave. Dette spørgsmål er almindeligt håndteres af en underspænding lockout kredsløb, som tillader udgangstrin til at fungere kun, hvis netspænding er over en underspænding-lockout tærskel.
Output transistor turn-on timing: Den MH og ML-udgang
stage transistorer (figur 6) har meget lav on-modstand. Det er derfor vigtigt at undgå situationer, hvor både MH og ML er på
samtidigt, ville da dette skaber en lav modstand sti fra VDD til VSS gennem transistorer og en stor shoot-through strøm.
I bedste fald vil transistorerne varme op og affald magt, i værste fald transistorer blive beskadiget. Break-før-make kontrol af transistorer forhindrer shoot-through tilstand ved at tvinge begge transistorer, før der slukkes en på. De tidsintervaller, hvori
begge transistorer er slukket kaldes nonoverlap tid eller dødtid.
Lydkvalitet
Flere spørgsmål skal behandles for at opnå god overordnet lydkvalitet i klasse D forstærkere.
Klik og pops, som opstår når forstærkeren er tændt eller slukket kan være meget irriterende. Men desværre er de nemme at indføre i en klasse D forstærker, medmindre omhyggelig opmærksomhed til modulator staten, output-trins timing, og LC filter state
når forstærkeren er slået fra eller til igen.
Signal-til-støj-forhold (SNR):
For at undgå hørbare hvislen fra forstærkeren støj gulvet, bør SNR typisk overstige 90 dB i lavt effektforstærkere til bærbare applikationer, 100 dB for mellemstore power design, og 110 dB for high-power designs. Dette er opnåelige for en bred vifte af forstærker implementeringer, men de enkelte støjkilder skal spores under forstærker design for at sikre en tilfredsstillende samlet SNR.
Distortion mekanismer:
Disse omfatter ulineariteter i modulation teknik eller modulator implementering-og de døde tid, der anvendes i produktionen scenen for at løse shoot-through aktuelle problem.
Oplysninger om audiosignalet niveauet er generelt kodet i bredderne af Class D modulatorudgang pulser. Tilføjelse Doedtiden forhindre sluttrin skyde-through strømme indfører en ikke-lineær timing fejl, der skaber forvrængning i højttaleren i forhold til timing fejl i forhold til den ideelle impulsbredde.
Den korteste Dødtiden der undgår shoot-through er ofte bedst til at minimere forvrængning, se Yderligere læsning 2 for en detaljeret design metode til at optimere forvrængning ydeevne koblingsudgangen etaper.
Andre kilder til forvrængning nævnes: misforhold mellem opadgående og nedadgående gange i de udgangsimpulserne, mismatch i timingen egenskaber for output transistor gate-drev kredsløb, og ulineariteter i komponenterne i LC low-pass filter.
Strømforsyning afvisning (PSR): I kredsløbet i figur 2, par strømforsyning støj næsten direkte til højttaleren med meget lidt afvisning. Det sker, fordi output-trins transistorer tilslutte strømforsyninger til low-pass filter gennem en meget lav modstand. Filteret afviser højfrekvente støj, men er designet til at videregive alle lydfrekvenser, herunder støj. Se Yderligere læsning 3 for en god beskrivelse af effekten af strømforsyning støj i singleended og differentieret skifte output-trins kredsløb. Hvis ingen forvrængning eller strømforsyning spørgsmål behandles, er det vanskeligt at opnå PSR bedre end 10 dB, eller total harmonisk forvrængning (THD) bedre end 0,1%. Endnu værre, THD tendens til at være dårlige lydende high-order art.
Heldigvis er der gode løsninger på disse problemer. Brug feedback med høj sløjfeforstærkning (som det sker i mange lineær forstærker designs) hjælper meget. Feedback fra LC-filter indgang vil i høj grad forbedre PSR og dæmpe alle ikke-LC-filter forvrængning mekanismer. LC-filter ulineariteter kan dæmpes ved at inkludere højttaler i feedback-sløjfe. Audiofile lydkvalitet med PSR> 60 dB og THD <0,01% er opnåeligt i veldesignede lukkede kredsløb klasse D forstærkere. Feedback komplicerer forstærker design, men fordi loop stabilitet skal behandles (a nontrivial overvejelse for high-order design). Også kontinuerlig-tid-analog feedback er nødvendig for at indfange vigtige oplysninger om puls tidsfejl, så reguleringskredsen skal omfatte analoge kredsløb til at behandle feedbacksignalet. I integrerede kredsløb forstærker implementeringer, kan dette tilføje til die omkostninger.
For at minimere IC omkostninger, nogle leverandører foretrækker at minimere eller eliminere analoge kredsløb indhold. Nogle produkter bruger en digital åben sløjfe modulator, plus en analog-til-digital konverter til fornuft strømforsyning variationer-og juster modulator adfærd for at kompensere, som foreslået i Yderligere læsning 3.. Dette kan forbedre PSR, men vil ikke løse nogen af forvrængning problemer. Andre digitale modulatorer forsøger at precompensate for forventede sluttrinstransistorerne tidsfejl eller korrigere for modulator nonidealities. Dette kan i det mindste delvis fat på nogle forvrængning mekanismer, men ikke alle.
Programmer, der tåler forholdsvis afslappet lyd kvalitetskrav kan håndteres af disse former for open-loop klasse D forstærkere, men en form for feedback synes nødvendig for bedste lydkvalitet.
Modulation Teknik
Klasse D modulatorer kan implementeres på mange måder, som støttes af en stor mængde forskning og intellektuel ejendomsret.
Denne artikel vil kun indføre grundlæggende begreber.
Alle klasse D modulation indkode information om lydsignalet i en strøm af pulser. Generelt den impulsbredder
er knyttet til amplituden af audiosignalet, og spektret af impulserne omfatter det ønskede lydsignal plus uønsket
(Men uundgåelige) højfrekvente indhold. Den samlede integrerede højfrekvenseffekt i samtlige ordninger er nogenlunde den samme, da
den samlede effekt i tidsdomænet waveforms er ens, og ved Parsevals sætning, må magten i tidsdomænet lige meget magt i
frekvensdomænet. Men fordelingen af energi varierer meget: i nogle ordninger, der er højenergi toner oven på en støjsvag gulv, mens det i andre ordninger, bliver energien formet således, at toner elimineres men støjen gulvet er højere. Den mest almindelige modulationsteknik er puls-bredde modulation (PWM). Begrebsmæssigt PWM sammenligner input
lydsignal til et trekantet eller rampe bølgeform, der kører på en fast bærefrekvens. Dette skaber en strøm af pulser ved
bærefrekvens. Inden for hver periode af bæreren, er udnyttelsesgraden af PWM puls proportional med amplituden af audiosignalet. I eksemplet i figur 7, er audio input og trekantede bølge begge centreret omkring 0 V, så der for 0-indgang, pligt forholdet udgangsimpulserne er 50%.
For store positive input, er det næsten 100%, og det er tæt på 0% for store negative input. Hvis lyden amplitude overstiger værdien af trekanten bølge, fuld modulation sker, hvor pulsen toget stopper skift, og pligt forholdet inden for de enkelte perioder er enten 0% eller 100%.
PWM er attraktivt, fordi det giver mulighed for 100-dB eller bedre lyd-band SNR på PWM bærefrekvenser på et par hundrede kilohertz-low
nok til at begrænse skifte tab i udgangstrinnet. Også mange PWM modulatorer er stabile op til næsten 100% modulation, i konceptet tillader høj udgangseffekt op til det punkt, overbelastning. Men PWM har flere problemer: For det første PWM-processen i sagens natur tilføjer forvrængning i mange implementeringer (Yderligere læsning 4), næste, harmoniske af PWM carrier frekvens producere EMI i AM-radio band, og endelig PWM impulsbredder bliver meget lille tæt fuld modulation.
Dette skaber problemer i de fleste koblingsudgang-trins gate-driver kredsløb-med deres begrænsede drive kapacitet, kan de ikke skifte ordentligt ved høje hastigheder er nødvendige for at gengive korte pulser med bredder af et par nanosekunder. Derfor fuld modulation er ofte uopnåeligt i PWM-baserede forstærkere, der begrænser maksimalt opnåelige udgangseffekt til noget mindre end det teoretiske maksimum-som mener kun power-forsyningsspænding, transistor på modstand og impedans.
Et alternativ til PWM er puls-density modulation (PDM), hvor antallet af pulser i et givet tidsvindue er proportional med den gennemsnitlige værdi af input lydsignal. Individuelle impulsbredder kan ikke være vilkårlig som i PWM, men er i stedet "kvantiseret" til multipla af modulatoren uret periode. 1-bit sigma-delta modulation er en form for PDM.
Meget af den højfrekvente energi i sigma-delta er fordelt over et bredt spektrum af frekvenser-ikke koncentreret i toner på multipla af en bærefrekvens, som i PWM-leverer sigmadelta modulation med en potentiel EMI fordel over PWM.
Energi stadig eksisterer billeder af PDM sampling klokfrekvens, men med typiske klokfrekvenser fra 3 MHz til 6 MHz, er de billeder uden audio frekvensbåndet-og er stærkt svækket ved LC lavpasfilter.
En anden fordel ved sigma-delta, er, at den mindste pulsbredde er en sampling-ur periode, selv for signal situationen med næsten fuld modulation. Dette letter gate-driver design og giver sikker drift til teoretisk fuld effekt. Ikke desto mindre 1-bit sigma-delta modulation bruges ikke ofte i klasse D forstærkere (Yderligere læsning 4), fordi konventionelle 1-bit modulatorer kun stabile 50% modulation. Også, mindst 643 oversampling er nødvendig for at opnå tilstrækkelig audio-band SNR, så typiske output datahastigheder er mindst 1 MHz og strømeffektivitet er begrænset.
For nylig har selvsvingende forstærkere blevet udviklet, som den i Yderligere læsning 5.. Denne type forstærker altid omfatter en sløjfe, med egenskaber sløjfen bestemmelse switchfrekvensen af modulatoren, i stedet for en eksternt tilvejebragt ur. Højfrekvent energi ofte mere jævnt fordelt end i PWM. Fremragende lydkvalitet er muligt takket være feedback, men sløjfen er selv-oscillerende, så det er svært at synkronisere med andre switching kredsløb og til at oprette forbindelse til digitale lydkilder, uden først at konvertere digital til analog.
Den fuld-bro kredsløb (fig. 3) kan anvende "3-state" graduering at reducere forskellen EMI. Med konventionel differential operation, A output polaritet Half-broen skal være modsat af Half-bro B. Kun to differential driftstilstande findes: Output En høj med udgang B lav, og en lav med B høj. To yderligere common-mode stater findes imidlertid, hvor både halv-bro udgange er den samme polaritet (både høj eller både lav).
En af disse common-mode tilstande kan anvendes i forbindelse med den differentierede stater at fremstille 3-state modulation, hvor
differential input til LC-filter kan være positiv, 0 eller negativ. Den 0 tilstand kan bruges til at repræsentere lav effekt niveauer, i stedet for at skifte mellem den positive og negative tilstand som i en 2-state ordning. Meget lidt differentieret aktivitet forekommer i LC-filter under 0 staten, reducerer forskellen EMI, selv om faktisk stigende common-mode EMI. Den differentierede fordel gælder kun ved lave effektniveauer, fordi de positive og negative stater stadig skal bruges til at levere betydelig strøm til højttaleren. Den varierende common-mode spænding niveau 3-state graduering ordninger udgør en designmæssig udfordring for lukkede kredsløb forstærkere.
Taming EMI
De højfrekvente komponenter af klasse D-forstærker udgange fortjener alvorlig overvejelse. Hvis det ikke er rigtigt forstået og forvaltes, kan disse komponenter generere store mængder af EMI og forstyrre driften af andet udstyr.
To slags EMI er af bekymring: signaler, der udstrålede i rummet og dem, der foregår via højttaler og strømforsyning
ledninger. Klasse D graduering bestemmer en baseline spektrum af komponenterne i ledet og udstrålet EMI. Dog kan nogle bord-level design teknikker anvendes til at reducere EMI udsendes af en klasse D forstærker, på trods af sin oprindelige spektrum.
En nyttig princip er at minimere det område af løkker, der bærer højfrekvente strømme, da styrken af associerede EMI er relateret til sløjfe område og nærhed af loops til andre kredsløb.
For eksempel bør hele LC-filter (herunder højttalerledningerne) blive udlagt som kompakt som muligt, og holdt tæt til forstærkeren. Spor til aktuelle drev og Returkanaler bør holdes sammen for at minimere loop områder (hjælp snoede par for højttalerledningerne er nyttige). Et andet sted at fokus er på den store afgift transienter der opstår, mens skift gate kapacitans af output-trins transistorer. Generelt skal denne afgift kommer fra et reservoir kapacitans, danner en strømsløjfe indeholdende både kapacitanser. EMI konsekvenser af transienter i denne løkke kan mindskes ved at minimere loop-området, hvilket betyder, at placere reservoiret kapacitans så tæt som muligt på den transistor (r) det afgifter.
Det er nogle gange praktisk at indsætte RF chokes i serie med strømforsyninger til forstærkeren. Korrekt placeret, kan de begrænse højfrekvente forbigående strømme til abonnentledninger i nærheden af forstærkeren, i stedet for at blive udført til lange afstande ned strømforsyningsledningerne.
Hvis gate-drev nonoverlap tiden er meget lang, induktive strømme fra højttaleren eller LC-filter kan forspænding parasitiske dioder på terminalerne af output-trins transistorer. Når nonoverlap slutter, er bias på dioden ændret fra frem til bak. Store reverse recovery nuværende spikes kan flyde, før dioden helt slukker, hvilket skaber en besværlig kilde EMI. Dette problem kan minimeres ved at holde nonoverlap tiden meget kort (også anbefales for at minimere forvrængning af lyd). Hvis omvendt opsving adfærd er stadig uacceptabelt, kan Schottky dioder modsvares med transistorens parasitiske dioder, for at aflede de strømninger og forhindre den parasitiske diode fra nogensinde at tænde. Dette hjælper, fordi metal-halvlederovergange af Schottky dioder er uløseligt immune over for reverse recovery effekter. LC-filtre med ringformede spole kerner kan minimere omstrejfende feltlinier følger forstærker strømme. Strålingen fra de billigere tromme kerner kan reduceres ved afskærmning, et godt kompromis mellem omkostninger og EMI performance-hvis pleje er truffet for at sikre, at afskærmningen ikke uacceptabelt nedbrydes induktor linearitet og lydkvalitet på højttaleren.
LC Filter Design
For at spare på omkostninger og bord plads, de fleste LC filtre til klasse D forstærkere er anden ordens, lav-pass designs. Figur 3 viser forskellen version af en anden ordens LC-filter. Taleren tjener til dæmpning af kredsløbet iboende resonans. Selvom højttaleren
impedans er undertiden tilnærmes som en simpel modstand, den faktiske impedans er mere kompleks og kan omfatte betydelige reaktive komponenter. For de bedste resultater i filter design, bør man altid søge at anvende en præcis højttaler model.
En fælles filter design valg er at sigte efter den laveste båndbredde, som hænge i filteret respons på det højeste audio frekvens af interesse minimeres. En typisk filter har 40 kHz Butterworth svar (for at opnå et maksimalt flad pasbånd), hvis hænge på mindre end 1 dB ønskes for frekvenser op til 20 kHz. De nominelle komponent værdier i tabellen giver omtrentlige Butterworth svar til almindelige højttaler impedanser og standard L-og C-værdier:
Hvis designet ikke omfatter feedback fra højttaleren, THD på højttaleren vil være følsom over for linearitet af LC filter komponenter.
Spole Design Faktorer: Vigtige faktorer i at designe eller vælge spole omfatter kernen aktuelle rating og form, og den snoede modstand. Nuværende bedømmelse: Kernen, der vælges, bør have en mærkestrøm over den højeste forventede forstærker strøm. Årsagen er, at mange spole kerner magnetisk mætte hvis strøm overstiger den løbende vurdering tærskel og fluxtæthed bliver for høj resulterende i uønsket drastisk reduktion af induktans.
Induktans er dannet ved at vikle en tråd omkring kernen. Hvis der er mange sving, modstanden er forbundet med den totale trådlængde er betydelig. Da denne modstand er i serie mellem halv-bro og højttaleren, vil nogle af udgangseffekten blive afbødet i det. Hvis modstanden er for høj, bruge tykkere tråd eller ændre kernen til et andet materiale, der kræver færre trådvindinger at give den ønskede induktans.
Endelig bør det ikke glemmes, at den form for induktor anvendte kan påvirke EMI, som nævnt ovenfor.
System Omkostninger
Hvad er de vigtigste faktorer i de samlede omkostninger til et lydsystem, der bruger klasse D forstærkere? Hvordan kan vi minimere omkostningerne?
De aktive komponenter i klasse D forstærker er koblingsudgangstrinnet og modulator. Dette kredsløb kan bygges for nogenlunde samme pris som en analog lineær forstærker. Den virkelige afvejninger opstår, når de overvejer andre komponenter i systemet.
Den lavere bortledning af klasse D sparer omkostninger (og rum) i køling apparater som køleplader eller fans. En Klasse D integratedcircuitamplifier kan være i stand til at bruge en mindre og billigere pakke end det er muligt for den lineære én. Når der køres fra et digitalt lydkilde, analoge lineære forstærkere kræver D / A-konvertere (DAC) for at konvertere lyd til analog form. Dette gælder også for analog-input klasse D forstærkere, men digital-input typer effektivt integrere DAC-funktionen.
På den anden side er det primære omkostninger ulempe Klasse D LC-filter. Komponenterne-især induktionsspoler besætte bord plads og tilføje regning. I high-effektforstærkere er det samlede systemomkostninger stadig er konkurrencedygtig, fordi LC-filter omkostning opvejes af store besparelser i køle-apparat. Men i prisfølsomme, laveffektapplikationer bliver spole bekostning besværlig. I ekstreme tilfælde, såsom billige forstærkere til mobiltelefoner, kan en forstærker IC være billigere end de samlede LC-filter omkostninger. Også selv om den monetære omkostning bliver ignoreret, kan bestyrelsen plads besat af LC-filter være et problem i små formfaktor applikationer.
For at imødegå disse bekymringer, er LC-filter til tider elimineres fuldstændigt, for at skabe en filterfrit forstærker. Det sparer omkostninger og plads, selvom miste fordelene ved lavpasfiltrering. Uden filteret, EMI og højfrekvente effekttab kan øge
uacceptabelt-medmindre højttaleren er induktiv og holdes meget tæt på forstærkeren, strøm-loop områder er minimal, og effektniveauer holdes lavt. Selvom ofte muligt i bærbare applikationer som mobiltelefoner, er det ikke muligt for højere-power systemer såsom stereoanlæg.
En anden fremgangsmåde er at minimere antallet af LC-filter komponenter vandskravene rød pr lydkanal. Dette kan opnås ved hjælp af single-ended halve br idge udgangstrin, som kræver halvt så mange Ls og Cs nødvendig for differentiale, fuld-bro kredsløb. Men hvis halvbro kræver bipolære strømforsyninger kan omkostninger forbundet med at generere den negative forsyning være uoverkommelige, medmindre en negativ forsyning er allerede til stede til andre formål, eller forstærkeren har nok lydkanaler, at afskrive omkostningerne ved den negative levere. Alternativt kunne halvbro forsynes fra en enkelt forsyning, men dette reducerer udgangseffekt og ofte kræver et stort jævnstrømsblokeringskondensatoren.
Analog Devices klasse D forstærkere
Alle designmæssige udfordringer netop diskuteret kan tilføje op til en temmelig krævende projekt. For at spare tid for designeren, Analog Devices tilbyder en række klasse D-forstærker integrerede kredsløb, 1 inkorporerer programmerbar-gain forstærkere, modulatorer og
udgangseffekt etaper. For at forenkle evalueringen, demonstration boards er tilgængelige for hver forstærker type, for at forenkle evalueringen.
PCB layout og bill-of-materialer for hvert af disse bestyrelser tjene som en brugbar reference design, hvilket hjælper kunderne hurtigt at designe arbejder, omkostningseffektive lydsystemer uden at skulle "genopfinde hjulet" for at løse de store klasse D forstærker design udfordringer.
Overvej, for eksempel AD1990, 2 AD1992, 3 og AD1994, 4 - en familie af dual-forstærker IC'er, målrettet moderat effekt stereo eller mono, der kræver to kanaler med output-per-kanal på op til 5 -, 10 - og 25 W hhv.
Her er nogle egenskaber for disse ICs:
Den AD1994 klasse D audio effektforstærker kombinerer to programmerbare-gain forstærkere, to sigma-delta modulatorer, og to power-output faser til at køre fuld H-bro-bundet belastninger i hjemmebiograf-, automobil-, og PC lydprogrammer.
Det genererer skifte kurveformer, der kan drive stereohøjttalere med op til 25 W pr højttaler, eller en enkelt højttaler til 50 W monofoniske, med 90% effektivitet. Dens single-ended indgange anvendes til en programmerbar-gain forstærker (PGA) med gevinst indstillelige til 0 -, 6 -, 12 -, og 18 dB, til at håndtere lowlevel signaler.
Enheden har integreret beskyttelse mod output-trins farer af overophedning, overstrøm, og skyde-through strøm. Der er minimal klik og springer forbundet med muting, takket være specielle timing kontrol, blød start, og dc offset kalibrering. Specifikationer omfatter 0,001% THD, 105-dB dynamikområde, og> 60 dB PSR, ved hjælp continuoustime analog feedback fra koblingsudgangstrinnet og optimeret sluttrin gate drive. Dens 1-bit sigma-delta modulator er især forbedret for klasse D ansøgning at opnå gennemsnitlige data frekvens på 500 kHz, med høj loop gevinst til 90% modulation, og stabilitet til fuld modulation. En standalone modulator funktionen gør det muligt at køre eksterne FETs for højere udgangseffekt.
Det bruger en 5-V forsyning til PGA, modulator, og digital logik, og en høj-spændingsforsyning 8 V til 20 V til
koblingsudgangstrinnet. Den tilhørende reference design møder FCC Klasse B EMI-krav. Ved kørsel 6 V
belastninger med 5-V og 12 V forsyninger, den AD1994 spreder 487 mW quiescently, 710 mW ved 2 3 1-W output niveau og 0,27 mW i power-down mode. Fås i en 64-lead LFCSP pakken, det er angivet fra-408C til 858 C Mere tekniske oplysninger om klasse D forstærkere, inklusive implementeringer med Blackfin processorer-kan findes i Yderligere læsning sektion.
conocer su portafolio en especial amplificadres clase D